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ADC是模擬到數(shù)字轉(zhuǎn)換器（Analog-to-Digital?Converter）的縮寫。它是一種電子設(shè)備或模塊，用于將連續(xù)變化的模擬信號轉(zhuǎn)換為離散的數(shù)字信號，以便數(shù)字系統(tǒng)（如微處理器、微控制器等）能夠?qū)ζ溥M(jìn)行處理和分析。
將模擬信號轉(zhuǎn)換成數(shù)字信號的電路，稱為模數(shù)轉(zhuǎn)換器（簡稱A/D轉(zhuǎn)換器或ADC，Analog to Digital Converter），A/D轉(zhuǎn)換的作用是將時間連續(xù)、幅值也連續(xù)的模擬信號轉(zhuǎn)換為時間離散、幅值也離散的數(shù)字信號，因此，A/D轉(zhuǎn)換一般要經(jīng)過采樣、保持、量化及編碼4個過程。
ADC建立了模擬世界的傳感器和數(shù)字世界的信號處理與數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換的聯(lián)系。當(dāng)然，數(shù)字信號通過處理器處理后，也可以通過DAC還原回去。
采樣
采樣是將時間上連續(xù)變化的信號，轉(zhuǎn)換為時間上離散的信號，即將時間上連續(xù)變化的模擬量轉(zhuǎn)換為一系列等間隔的脈沖，脈沖的幅度取決于輸入模擬量。這里采樣需遵循奈奎斯特采樣定理，即當(dāng)采樣頻率大于模擬信號中最高頻率成分的兩倍時，采樣值才能不失真的反映原來的模擬信號。FS≧2F
保持
模擬信號經(jīng)采樣后，得到一系列樣值脈沖。采樣脈沖寬度一般是很短暫的，在下一個采樣脈沖到來之前，應(yīng)暫時保持所取得的樣值脈沖幅度，以便進(jìn)行轉(zhuǎn)換。因此，在采樣電路之后須加保持電路。
輸入的模擬信號電壓經(jīng)過采樣保持后，得到的是階梯波。
采樣 - 保持電路的基本形式如下：
采樣 - 保持的基本步驟：
當(dāng)采樣控制信號 vL 為高電平時，使 MOS 管 T 導(dǎo)通，v1 經(jīng)過電阻 1 和 MOS 管 T，給電容 CH 充電。
若取 R1=RF，則充電結(jié)束后 v0=vc=?v1。
當(dāng)采樣控制信號 vL 為低電平，MOS 管 T 截止，電容 CH 上的電壓不會突變，所以 v0 也能保持一段時間，采樣結(jié)果得以被記錄下來。
量化
采樣得到的數(shù)字量，必須為某個規(guī)定的最小數(shù)值單位的整數(shù)倍，這個轉(zhuǎn)換過程稱為量化，所取的最小數(shù)量單位稱為量化單位 Δ。數(shù)字信號最低有效位 LSB（last significant bit） 的 1 所代表的數(shù)量大小就等于 Δ。
LSB=Vref/2N
因為模擬電壓是連續(xù)的，不一定能被?Δ 整除，因此會出現(xiàn)量化誤差。
量化級越細(xì)，量化誤差就越小，所用二進(jìn)制代碼的位數(shù)就越多，電路也越復(fù)雜。
編碼
將量化的結(jié)果用二進(jìn)制(或其他進(jìn)制)表示出來，稱為編碼。
ADC的指標(biāo)參數(shù)
一、基本參數(shù)
分辨率
ADC分辨率為用于表示模擬輸入信號的位數(shù)。為了更準(zhǔn)確地復(fù)現(xiàn)模擬信號，就必須提高分辨率。使用較高分辨率的ADC也降低量化誤差。對于DAC，分辨率與此類似：DAC的分辨率越高，增大編碼時在模擬輸出端產(chǎn)生的步進(jìn)越小。
采集時間
采集時間是從釋放保持狀態(tài)(由采樣-保持輸入電路執(zhí)行)到采樣電容電壓穩(wěn)定至新輸入值的1 LSB范圍之內(nèi)所需要的時間。采集時間(Tacq)的公式如下：
式中，RSOURCE為源阻抗，CSAMPLE為采樣電容，N為分辨率位數(shù)。
建立時間
對于DAC，建立時間是從更新(改變)其輸出值的命令到輸出達(dá)到最終值(在規(guī)定百分比之內(nèi))之間的時間間隔。建立時間受輸出放大器的擺率和放大器振鈴及信號過沖總量的影響。對于ADC，采樣電容電壓穩(wěn)定至1 LSB所需的時間小于轉(zhuǎn)換器的捕獲時間至關(guān)重要。
最低有效位(LSB)
最低有效位又稱最小分辨率，滿量程值除以ADC的分辨率就是LSB。在二進(jìn)制數(shù)中，LSB為最低加權(quán)位。通常，LSB為最右側(cè)的位。對于ADC，LSB的權(quán)重等于轉(zhuǎn)換器的滿幅電壓范圍除以2N，其中N為轉(zhuǎn)換器的分辨率。對于12位ADC，如果滿幅電壓為2.5V，則1LSB = (2.5V/212) = 610μV
量程（full-scale range, FSR）
對ADC芯片，量程指芯片允許輸入模擬信號范圍，與dBm有一定對應(yīng)關(guān)系，單位一般用dBFS。在滿量程之前，dBFS與dBm呈線性關(guān)系，即XdBm減小1dB，則XdBFS對應(yīng)減小1dBFS。
????? dBFS是數(shù)字信號電平單位，簡稱滿度相對電平。Full Scale 指0 dBFS 的位置, 0 dBFS就是最大編碼電平，不同ADC的0 dBFS 實際對應(yīng)值不同，它也是數(shù)字峰值表滿度的參考電平。數(shù)字信號以ADC能處理的最大模擬信號的編碼為最大值，即0 dBFS, 實際數(shù)字信號的幅度的編碼相對于這個最大值的信號編碼所代表的幅度之比，即為滿度相對電平（dBFS）。因為規(guī)定最大值為0 的位置，所以，一片ADC實際處理的信號的滿度相對電平都是負(fù)值。
二、靜態(tài)參數(shù)
微分非線性(DNL)誤差
對于ADC，觸發(fā)任意兩個連續(xù)輸出編碼的模擬輸入電平之差應(yīng)為1 LSB (DNL = 0)，實際電平差相對于1 LSB的偏差被定義為DNL。對于DAC，DNL誤差為連續(xù)DAC編碼的理想與實測輸出響應(yīng)之差。理想DAC響應(yīng)的模擬輸出值應(yīng)嚴(yán)格相差一個編碼(LSB)(DNL = 0)。
積分非線性(INL)誤差
對于數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器，積分非線性(INL)是實際傳遞函數(shù)與傳遞函數(shù)直線的偏差。消除失調(diào)誤差和增益誤差后，該直線為最佳擬合直線或傳遞函數(shù)端點之間的直線。INL往往被稱為“相對精度”。
三、動態(tài)參數(shù)
動態(tài)范圍
動態(tài)范圍定義為器件本底噪聲至其規(guī)定最大輸出電平之間的范圍，通常以dB表示。ADC的動態(tài)范圍為ADC能夠分辨的信號幅值范圍；如果ADC的動態(tài)范圍為60dB，則其可分辨的信號幅值為x至1000x。對于通信應(yīng)用，信號強度變化范圍非常大，動態(tài)范圍非常重要。如果信號太大，則會造成ADC輸入過量程；如果信號太小，則會被淹沒在轉(zhuǎn)換器的量化噪聲中。
互調(diào)失真(IMD)
IMD是指由于電路或器件的非線性產(chǎn)生的原始信號中并不存在的新頻率分量的現(xiàn)象。IMD包括諧波失真和雙音失真。測量時，將其作為將所選交調(diào)產(chǎn)物(即IM2至IM5)的總功率與兩個輸入信號(f1和f2)的總功率之比。2階至5階交調(diào)產(chǎn)物如下：
2階交調(diào)產(chǎn)物(IM2)：f1 + f2、f2 - f1
3階交調(diào)產(chǎn)物(IM3)：2 x f1 - f2、2 x f2 - f1、2 x f1 + f2、2 x f2 + f1
4階交調(diào)產(chǎn)物(IM4)：3 x f1 - f2、3 x f2 - f1、3 x f1 + f2、3 x f2 + f1
5階交調(diào)產(chǎn)物(IM5)：3 x f1 - 2 x f2、3 x f2 - 2 x f1、3 x f1 + 2 x f2、3 x f2 + 2 x f1
信噪比(SNR)
信噪比(SNR)是給定時間點有用信號幅度與噪聲幅度之比，該值越大越好。對于由數(shù)字采樣完美重構(gòu)的波形，理論上的最大SNR為滿幅模擬輸入(RMS值)與RMS量化誤差(剩余誤差)之比。理想情況下，理論上的最小ADC噪聲僅包含量化誤差，并直接由ADC的分辨率(N位)確定：
(除量化噪聲外，實際ADC也產(chǎn)生熱噪聲、基準(zhǔn)噪聲、時鐘抖動等。)
總諧波失真(THD)
實際器件的轉(zhuǎn)換過程中電路的非線性會引入諧波失真信納比（SINAD）表示信號與噪聲和諧波失真總能量的比值SINAD=SNR+THD
THD測量信號的失真成分，用相對于基波的分貝(dB)表示。測量時，只有在奈奎斯特限值之內(nèi)的諧波被包含在內(nèi)。
信納比(SINAD)
SINAD是正弦波(ADC的輸入，或DAC恢復(fù)的輸出)的RMS值與轉(zhuǎn)換器噪聲加失真(無正弦波)的RMS值之比。RMS噪聲加失真包括奈奎斯特頻率以下除基波和直流失調(diào)以外的所有頻譜成分。SINAD通常表示為dB。
有效位數(shù)(ENOB)
ENOB表示一個ADC在特定輸入頻率和采樣率下的動態(tài)性能。理想ADC的誤差僅包含量化噪聲。當(dāng)輸入頻率升高時，總體噪聲(尤其是失真分量)也增大，因此降低ENOB和SINAD(參見“信號與噪聲+失真比(SINAD)”)。滿幅、正弦輸入波形的ENOB由下式計算：
過采樣
對于ADC，如果采樣模擬輸入的頻率遠(yuǎn)遠(yuǎn)高于奈奎斯特頻率，則稱為過采樣。過采樣有效降低了噪底，所以提高ADC的動態(tài)范圍。提高動態(tài)范圍又進(jìn)而提高了分辨率。過采樣是Σ-Δ ADC的基礎(chǔ)。
對于理想ADC而言，SQNR代表信噪比SNR。對于奈奎斯特速率的ADC，可通過增加采樣位數(shù)，改善SNQR。對于Sigma-Delta ADC，通過K倍過采樣，將量化噪聲擴展至KFs/2，降低Fs/2內(nèi)的噪聲功率，同樣改善了SNQR。
6.02N+1.76dB+10Log（K/2）
下載ECAD模型
