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LNA (Low Noise Amplifier) 是射頻接收機里必不可少的一個低噪聲信號放大器，它在Celluar/WiFi/BT/GPS/FM等眾多的射頻系統(tǒng)中都有被廣泛使用。LNA可以以較低的SNR惡化為代價，將微弱的射頻信號放大到一個可觀的水準，以匹配后級電路的輸入動態(tài)范圍。衡量LNA性能最重要的一個指標就是NF(Noise Figure），NF越低，則可以獲得越好的SNR。
4G時代之初，MTK和高通平臺的Transceiver都有內置iLNA（internal LNA)，NF在2.0~2.5dB左右，基本可以滿足OEM廠商的設計需求。外置的eLNA（external LNA）雖然NF更好，可以到0.8dB左右，但出于成本考慮，eLNA并非產品設計的必需品。
平臺在做AGC設計的時候，也沒有為eLNA的場景做特別優(yōu)化，為了不影響接收機的動態(tài)輸入范圍，eLNA做成固定增益的模式，適配起來會比較簡單。
所以我們會看到4G時代的eLNA大都是固定增益，約13.5dB~18dB之間。或再多帶一個bypass模式，在強信號輸入的時候關閉LNA，將信號直接導通到Transceiver的LNA 輸入端。
而5G時代，因為MIMO、ENDC、Uplink CA等特性的引入，天線環(huán)境變得極為緊張，射頻前端也愈加復雜，鏈路插損愈發(fā)可觀，對于接受系統(tǒng)設計帶來很大的挑戰(zhàn)。這個時候就需要高性能的外置eLNA，盡量靠近天線擺放，來獲得比較好的系統(tǒng)噪聲系數(shù)。當eLNA變成標配的時候，eLNA的gain檔位和Transceiver內部的iLNA gain檔位匹配關系就非常重要。為了保證接收機的動態(tài)輸入范圍，則需要eLNA支持可變增益，并且增益調節(jié)的范圍足夠大。
考慮到從4G到5G的平滑過渡，在5G引入之初，運營商都傾向于用NSA(Non-Standalone) 的方式來部署5G網(wǎng)絡。NSA需要終端以LTE作為錨點來接入NR的網(wǎng)絡，這就需要LTE和NR的射頻通路可以同時工作。同時為了達到更大的吞吐率，LTE和NR都有支持4x4 MIMO的需求，且LTE和NR各自還需要支持各種CA組合。
出于如上考量，需要同時工作的RX path比較多。以DC_1A-3A-5A-7A_n78A這個ENDC組合為例，假設B1/B3/B7/n78需要支持4x4 MIMO，則一共有18個RX path需要同時工作，也意味著需要18顆LNA來實現(xiàn)相應的設計。
如果都是用分立的單顆LNA元件做設計的話，成本和PCB布板面積都是客戶無法接受的，這個時候LNA Bank就體現(xiàn)出極佳的面積和性能優(yōu)勢了。
以艾為的AW18053為例，其內部有5路獨立的高性能LNA，支持600MHz~2700MHz的系統(tǒng)應用，可以幫助客戶以較低的成本簡化射頻前端設計：
01?NF(Noise Figure)
對于射頻接收機來說，一個很重要的指標就是靈敏度（Sensitivity），它可以衡量接收機在弱信號覆蓋環(huán)境中解調信號的能力。靈敏度越高，則意味著接收機的接收能力越強，即使當用戶離基站比較遠的時候，也可以獲得比較可靠的語音或數(shù)據(jù)服務。
接收機的靈敏度，通常由如下公式來表征：
其中k是玻爾茲曼常數(shù)，T是溫度，B是信號帶寬，這些都是常數(shù)，NF (noise figure) 是接收機的噪聲系數(shù)，SNRmin是modem解調信號時需要的最低信噪比。
對于特定調制方式的信號，其帶寬和解調需要的SNRmin是可以確定的。那對于射頻接收鏈路來說，噪聲系數(shù)就是決定接收機靈敏度的關鍵——噪聲系數(shù)越小，接收機的靈敏度可以設計得越低。
噪聲系數(shù)越小，不僅可以改善弱信號環(huán)境下的業(yè)務可靠性，還可以讓接收機在強信號覆蓋區(qū)域的SNR變得更好。根據(jù)香農定律C=B*log2 (1+S/N) 可以知道，理論上SNR越好，則可以獲得越高的下載速率。實際在網(wǎng)絡中，終端設備可以透過CQI (channel quality index) 來回報當前的SNR等級給網(wǎng)絡，網(wǎng)絡會根據(jù)用戶回報的CQI，分配一個合理的MCS (modulation coding scheme) 檔位給到用戶。若SNR比較弱，則網(wǎng)絡會讓終端工作在QPSK調制方式下，相應Coding Rate也會降低；若SNR足夠好，網(wǎng)絡可以讓終端設備工作在256QAM的高階調制方式下，且Coding Rate也會提高，這樣相比QPSK，理論上可以獲得4倍的吞吐速率。
需要注意的是，射頻接收鏈路上的每一級電路都會貢獻噪聲，我們可以借助級聯(lián)噪聲系數(shù)公式，來看每一級電路對于系統(tǒng)噪聲系數(shù)的影響，是哪個電路的噪聲系數(shù)占主導地位。
假設電路一共分n級，第一級的噪聲系數(shù)和增益分別為NF1和G1，以此類推，第n級的噪聲系數(shù)和增益為NFn和Gn。
由此得到級聯(lián)噪聲系數(shù)為：
由公式中看到，第一級放大器的噪聲系數(shù)越小，增益越大，則接收機系統(tǒng)的級聯(lián)噪聲系數(shù)越小。
以MTK 5G平臺為例，RFIC iLNA的噪聲系數(shù)是9dB左右，eLNA的最大增益為21dB，NF為0.9dB，則兩者級聯(lián)后的噪聲系數(shù)為1.2dB，由此可以看到eLNA對于系統(tǒng)的噪聲系數(shù)起到?jīng)Q定性的作用。
02?Multiple? Gain? Mode
3GPP 的RF一致性測試中有定義NR射頻接收機的動態(tài)輸入范圍，參考 ETSI TS 138 521 中的定義：
最大輸入功率定義是-20dBm，設計上多留一些余量到-15dBm；
最低輸入由靈敏度這個指標來定義，在參考5MHz帶寬是-100dBm，設計上多留一些余量到-105dBm。
以最大-15dBm到最低-105dBm來估算，接收機的動態(tài)輸入范圍需要做到90dB以上。
然而射頻接收機后端的ADC輸入動態(tài)范圍遠沒有這么大，通常只有40dB左右的范圍，并且還要預留一定的余量應對衰落場景下信號強度的快速變化。為了讓射頻接收機的輸出匹配ADC的輸入，在強信號輸入的時候將LNA調整到低增益模式，弱信號輸入的時候將LNA調整到高增益的模式。
并且LNA每個檔位的增益都是為特定的輸入?yún)^(qū)間設計的，需要保證在每個信號輸入?yún)^(qū)間內有足夠好的SNR，這樣就需要進一步細分增益檔位。
不同平臺的Transceiver，其AGC設計不一樣，所以eLNA的gain 檔位要求也不一樣。以高通平臺來說，匹配其設計要求的增益檔位是：21dB/18dB/15dB/9dB/6dB/-3dB；對MTK平臺來說，匹配其設計要求的增益檔位是：21dB/18dB/12dB/6dB/0dB/-6dB/-12dB。
03?P1dB（1dB Compress Point）
5G網(wǎng)絡下行信號的多址方式是CP-OFDM，調制方式最高可以到256QAM，單路載波帶寬最大可以到100MHz或更多，其PAPR估算約12dB左右。為了保證峰值信號不失真，則需要LNA的P1dB高于信號的峰值功率。
以-15dBm最大輸入為例，估算PAPR 12dB，則P1dB壓縮點需要做到-3dBm以上才比較安全。
04?Out-Of-Band Inter-Modulation
當終端需要支持ENDC或Uplink CA的時候，會有兩路不同頻率的TX鏈路同時工作，其交調分量泄露進接收機后有可能會產生比較嚴重的Desense問題。
以DC_3A_n78A 這個組合為例，n78 TX (3300~3800MHz)和B3 TX(1710~1785MHz)的信號泄露進B3 RX 接收鏈路的時候，其產生的互調產物有可能落在 1515~2090MHz，這樣B3 RX(1805~1880MHz)就會有desesne的風險。
先假定Transceiver內部的IIP2性能很理想，單純看外部eLNA IIP2的貢獻：
泄露進LNA的B3 TX功率為P1=-28dBm（透過duplexer），n78 TX功率為P2=-50dBm（透過ANT，diplexer，duplexer）：
IIP2 = P1+P2+G-IM2
定義IM2-G=IM2in為等效到eLNA端的交調產物的功率：
假設B3 RX分配到的RB是50個，則有效帶寬為9MHz，IM2in的功率譜密度是-88dBm-10log(9MHz)=-157.5dBm/Hz。
eLNA輸入端系統(tǒng)的噪聲系數(shù)是1.5dB，則等效的noise floor 是-174+1.5=-172.5dBm/Hz。
兩個noise疊加后總功率為-157.36dBm/Hz，noise floor 相比-172.5變大了15.14dB，則意味著靈敏度變差15.14dB，這樣就可以評估eLNA IIP2對于系統(tǒng)造成的影響。
由類似的計算方法，我們也可以得到LNA對于IIP2/3/4/5的需求。不過通常情況下，Transceiver和eLNA的IIPx特性相差不大，但因為帶外的TX干擾信號經(jīng)由eLNA放大18dB再送入Transceiver，所以等效到eLNA輸入端，Transceiver本身產生的IM2要比eLNA產生的IM2大一個數(shù)量級。
處理這些inter-modulation的場景，通常需要額外加一些濾波器來做改善?？紤]到處理這些場景所需投入的成本和復雜性，會對終端產品的設計帶來比較大的影響，3GPP 有在法規(guī)中有定義MSD (maximum sensitivity degrade) 來放松對于靈敏度的要求，允許一定程度的Desense。
Table 7.3B.2.0.3.5.1-1: MSD test points for PCell due to dual uplink operation for EN-DC in NR FR1 (two bands)
05?In band IIP3
在實際網(wǎng)絡中，同一個頻段的頻譜可能由不同的運營商占據(jù)，用戶的位置可能離自己的服務運營商基站很遠，但與其他運營商的基站比較近。針對這樣的場景，3GPP法規(guī)中定義了ACS (Adjacent Channel Selectivity) 的指標，來規(guī)范接收機抗鄰道干擾的性能。
在實際電路中，需要考慮adjacent channel進入LNA后，其產生的非線性分量對于user channel的影響。
這些非線性產物主要成分來自于IM3，會泄漏到user channel，降低user channel的SNR：
為此需要規(guī)范LNA的不同gain檔位的IIP3，來確?？梢詽M足ACS的法規(guī)測試要求。
不同檔位的IIP3特性的要求和測試條件也會不一樣，以MTK平臺為例，ACS IIP3參考如下：
06?Gain Switching的Settling Time要求
在實際網(wǎng)絡中，由于用戶的移動或使用環(huán)境的變化，手機接收到的信號強度也是一直在變化的，所以需要一套合理的AGC(Auto Gain Control）機制來動態(tài)調整LNA的增益。AGC針對不同的輸入信號強度，不同的調制方式，不同的干擾場景，來挑選合理的增益檔位。同時為了應對接收信號強度的快速變化，LNA增益切換要做到足夠快，最好是可以達到by symbol control的級別。
在NR的物理層結構中，由于CP（Cylic Prefix）內沒有承載有效的數(shù)據(jù)信息，所以選擇將LNA gain switching放在CP內進行，避免影響前后的OFDM symbol。對于NR FR1頻段來說，最大的SCS就是60KHz，對應的CP長度最小是1.17us。
如下圖所示，在前一個OFDM symbol發(fā)現(xiàn)信號比較微弱，則在1.17us內完成增益的切換，期望在下一個OFDM symbol將信號幅度調整到期望的值：
如果LNA增益切換完成需要的時間比較長的話，無法在1.17us內完成的話，會讓下一個OFDM symbol波形不穩(wěn)定，發(fā)生失真。這樣帶來的結果就是無法正確解調信號，系統(tǒng)的誤碼率提升：
出于如上考慮， 建議將LNA的Gain Switching Time做到1us以內，以獲得更低的系統(tǒng)誤碼率。
結語
艾為在設計LNA Bank之初，就有考慮到這些影響系統(tǒng)設計和用戶體驗的關鍵指標，通過細心打磨，向市場推出了AW18053這顆高性能的LNA Bank。
AW18053支持10個gain mode，符合MTK、Qualcomm、展銳等多個平臺的系統(tǒng)設計要求，并且噪聲系數(shù)和線性度等指標相比友商的產品更有競爭力。
歡迎大家提出AW18053的相關應用問題，做下一步的探討。
